1  背景                       壓控振蕩器(VCO)是時鐘恢復(fù)電路中的鎖相環(huán)電 路的核心電路。與基于 LC 振蕩器的 VCO 相比, 基于             環(huán)形振蕩器的 VCO 有頻率調(diào)節(jié)范圍大(>50%), 芯片面             積小, 制造工藝簡單的優(yōu)勢。故在現(xiàn)在很多應(yīng)用中(如             無線接收設(shè)備)都采用環(huán)形振蕩器 VCO。在 VCO 的設(shè)             計(jì)過程中, 很重要的一步是根據(jù)具體應(yīng)用的需要調(diào)節(jié) VCO 的可達(dá)頻率范圍和中心頻率。對于環(huán)形振蕩器             VCO 而言, 調(diào)整延遲環(huán)節(jié)的數(shù)目只能粗略地調(diào)節(jié) VCO             的振蕩頻率, 更細(xì)致的調(diào)節(jié)只能對延遲電路內(nèi)部元件 參數(shù)進(jìn)行調(diào)節(jié), 進(jìn)而達(dá)到具體應(yīng)用需求的頻率范圍。 作為一個優(yōu)秀的環(huán)形振蕩器 VCO 設(shè)計(jì), 文獻(xiàn)中提             出的環(huán)形振蕩器 VCO 的電路較其它類型的電路有結(jié)             構(gòu)簡單, 噪聲性能好, 可達(dá)頻率范圍廣的優(yōu)勢。在后面 的文章中, 將基于文獻(xiàn) 1 中的電路, 仿真分析 VCO 的             頻率設(shè)計(jì)方法。在第二、三部分, 文章仿真分析了單個 延遲環(huán)節(jié)電路的的延遲特性。在第四、五部分, 文章仿 真分析了延遲環(huán)節(jié)內(nèi)器件參數(shù)對 VCO 頻率的影響。在             第六部分, 文章**后總結(jié)出一種對于一般的環(huán)形振蕩 器 VCO 頻率設(shè)計(jì)的方法。 2  單級延遲電路分析 環(huán)形振蕩器延遲環(huán)節(jié)電路如圖 1 所示, 測試電路 電源電壓為 1.8- V 輸入端為一對標(biāo)準(zhǔn)差分方波 , 周期 為 2- ns, 占空比為 50%。   輸入電壓沒有跳變時 ,  差分電路中只有控制管 PM0 和 PM2 或 PM1 導(dǎo)通, 且 2 個導(dǎo)通的 MOS 管在一   個通路上, 其導(dǎo)通電流相等, 且 PM2/PM1 的漏極與柵 極相連, 處于飽和狀態(tài)?，F(xiàn)假定 PM2 導(dǎo)通, PM1 截止。   此時, PM2 的漏極和柵極電壓都為 0 V,  而 PM0 的源   極電壓為 1.8- V。兩管串聯(lián)導(dǎo)通電流相等, 故控制電壓   vcon 降低時, PM2 的源極電壓(即 PM0 的漏極電壓)將   升高, PM2、PM0 兩管的導(dǎo)通電流將升高。當(dāng) vcon 足夠 高時, PM0 的漏極電壓可以足夠低以保證 PM0 處于飽   和狀態(tài)。但當(dāng) vcon 降到一定電壓, PM0 的漏極電壓同   時隨之升高, PM0 將進(jìn)入線性區(qū)?？傊? 通過 vcon 可以 控制在輸入電壓處于穩(wěn)態(tài)時 PM0 的導(dǎo)通電流, 該電流 將直接影響當(dāng)輸入電壓跳變時, 輸出電壓隨之跳變的   延遲。在 vcon 足夠低,  使 PM0 工作在線性區(qū)時, PM0   起可調(diào)電阻的作用, vcon 對單級延遲的調(diào)節(jié)效果不明 顯 ; 在 vcon 足夠高 , 使 PM0 工作在飽和區(qū)時 , PM0 起   可調(diào)電流源的作用, vcon 對單級延遲的調(diào)節(jié)效果很明 顯;  在 vcon 進(jìn)一步升高,  使 PM0 進(jìn)入截**區(qū)后, PM0 截** vcon 對單級延遲的調(diào)節(jié)效果也不再明顯。
對于輸入電壓跳變時的分析, 我們?nèi)匀患俣ㄝ斎腚妷禾兦?PM0、PM2 導(dǎo)通, 即輸入電壓跳變前, Vin+
 
= 0- V, Vin- = 1.8- V, Vout+ = 0- V, Vout- = 1.8- V。輸入電壓跳變時, Vin+由 0- V 跳變到 1.8- V, Vin- 由 1.8-V 跳變到 0- V。
 
當(dāng)輸入電壓對發(fā)生跳變 , NM2 管立刻被截?cái)?, 流過 PM2 管的導(dǎo)通電流開始對 out+端的總等效電容充電, Vout+開始上升。同時, NM1 管立刻被導(dǎo)通, out- 端的總等效電容通過 NM1 管開始放電, Vout- 開始下降。隨著兩個輸出端充放電 , out- 端電壓下降將使 PM1、 PM4 管的 Vgs(柵源電壓)和 PM3 管的 V_ds(漏源電壓)逐
漸增加, 同時使 NM1 的 V_ds 減小。out+端電壓上升將使
 
PM2、PM3 管的 V_gs 和 PM4 管的 V_ds 減小。所以在 out+
 
端 , PM2 管的充電電流將變小 , PM4 管也將開始導(dǎo)通對總等效電容充電, 并將在 PM2 管關(guān)斷后繼續(xù)保持充電** Vout+達(dá)到 1.8 V。同時在 out- 端, NM1 的放電電流將減小, PM3 管將逐漸開始導(dǎo)通對總等效電容充電然然后逐漸再被關(guān)斷, PM1 管將逐漸開始導(dǎo)通充電并**終保持導(dǎo)通。由于 NM1 管的 Vgs 從輸入電壓跳變開始就保持 1.8- V, 充電電流將不會超過放電電流, 放電
 
持續(xù)到 Vout- 降為 0- V。
 
當(dāng) vcon 足夠小時 , 充電端(out+)的初始充電電流
 
大 , 且 PM2 的源極電壓高, Vout+上升快。Vout+的快速上升將使 PM3 管的 Vgs 很快變小, 使 PM3 管產(chǎn)生的充電電流對于放電端(out- )的放電過程影響不大。
 
當(dāng) vcon 升高, 充電端(out+)的初始充電電流變小,
 
且 PM2 的源極電壓變低 (PM2 的導(dǎo)通充電時間變短),這都將導(dǎo)致 Vout+上升變慢。Vout+的緩慢上升將增大 PM3 管的充電電流對放電端(out- )在放電過程的影響,使一段時間內(nèi) Vout- 下降非常緩慢(幾乎保持不變)。直#p#分頁標(biāo)題#e#
 
** Vout+上升到足夠高使 PM3 截止, Vout- 才將重新快速下降** 0 V。
 
3 單級延遲電路仿真結(jié)果
 
當(dāng)控制電壓 vcon=0.4 V 時, 瞬態(tài)仿真結(jié)果波形如
 
圖 2。從輸出端波形可以看出, 輸出波形上升沿和下降沿基本對稱。
當(dāng)控制電壓 vcon=1.4 V 時, 瞬態(tài)仿真結(jié)果波形如
 
圖 3。從輸出端波形可以看出 ,  輸出波形上升沿與
 
vcon=0.4 V 大致相同, 下降沿明顯分成了 2 個階段。
 
4  VCO 振蕩頻率分析
 
環(huán)形振蕩器 VCO 的振蕩頻率是各級延遲電路的延遲時間的疊加, 故延遲環(huán)節(jié)級數(shù)確定的情況下, 延遲電路輸出對輸入跳變的延遲時間決定了 VCO 的振蕩頻率。
 
* PM0 對 VCO 振蕩頻率的影響由之前的延遲電路分析可知, 決定延遲時間**主
要的因素是輸入電壓穩(wěn)態(tài)時的導(dǎo)通電流大小 , 這主要
* PM1、PM3、PM2、PM4 對 VCO 振蕩頻率的影響
 
在 PM0 的寬長比確定的情況下, 由于延遲環(huán)節(jié)輸出端電壓上升時前期的充電電流主要由 PM0 的導(dǎo)通電流決定, PM3、PM1、PM4、PM2 的寬長比對該電流影響不大。另一方面, 減小 PM1、PM3、PM2、PM4 的寬長
 
比 , 特別是 PM3 和 PM4 的寬長比, 可以大大減小延遲
 
環(huán)節(jié)輸出端電壓下降時的充電電流, 大大提高放電速 _技度。同時電壓下降的輸出端電壓下降速度的加快也會

增加相對應(yīng)的電壓上升的輸出端的 PM3 或 PM4 的充 術(shù)
電電流 ,  從而提高輸出端的電壓上升速度。故減小
PM3、PM1、PM4、PM2 的寬長比 ,  特別是 PM4 和 PM3 創(chuàng)
的寬長比, 可以較大的提高 VCO 的振蕩頻率。	新
* NM1、NM2 對 VCO 振蕩頻率的影響

 
在 PM0 的寬長比確定的情況下 ,  略微增加 NM1
 
與 NM2 管的寬長比, 可以提高延遲環(huán)節(jié)輸出端電壓下降時的放電速度, 進(jìn)而提高 VCO 的振蕩頻率。但 NM1
 
與 NM2 管的寄生電容同時也是前一級延遲環(huán)節(jié)的輸
 
出 端的負(fù)載電容 , 它們的寬長比增加(面積增大)也會增加寄生電容 , 故調(diào)整 NM1 與 NM2 管的寬長比對 VCO 的振蕩頻率的影響相對較小。
* PM0 管以外的 MOS 管對 VCO 可達(dá)振蕩頻率
 
的 影響
 
在 PM0 的寬長比確定的情況下, 調(diào)整 VCO 的振蕩頻率主要是調(diào)整輸出端放電時的放電電流。而在 VCON 較低時 , 放電的輸出端的放電電流受 PM1 與 PM3 或 PM2 與 PM4 的充電電流影響較小。故不論減小 PM1、PM3、PM2、PM4 的寬長比還是增加 NM1、NM2
 
的 寬長比 , 對振蕩頻率的影響在 VCON 較低時都比 VCON 較高時小。即, 通過調(diào)整除 PM0 外的 MOS 管提高 VCO 的頻率, 高頻的提高會較低頻的提高少, 從而減小 VCO 的可達(dá)頻率范圍。
 
* 與粗略的定量分析結(jié)果比較由于在信號跳變時, 環(huán)形振蕩器中的 MOS 管的工
 
作狀態(tài)在截止和飽和狀態(tài)間迅速變化, 其定量分析屬于大信號分析 , 精確的計(jì)算很復(fù)雜 , 且**后的結(jié)果中需要的很多參數(shù)的準(zhǔn)確值在實(shí)際設(shè)計(jì)中也不易得到。而對于設(shè)計(jì)工作來說, 有價(jià)值的是 MOS 管參數(shù)與振蕩

頻率之間的關(guān)系, 故粗略的定量分析或者對電路工作

過程的定性分析就已經(jīng)足夠。粗略的定量分析結(jié)果直

觀, 定性分析對電路的工作的理解更加深刻。對于本

環(huán)形振蕩器的粗略定量分析, 文獻(xiàn) 1 中的結(jié)果是:

其中 g∝W/L, C_L 為單輸出端總等效電容?？梢姶致缘亩糠治龅慕Y(jié)果與以上的定性分析結(jié)果是一致
 
的 , 且定性分析的結(jié)果更加細(xì)致。
 
* 環(huán)形振蕩器 VCO 的頻率設(shè)計(jì)總結(jié)
 
環(huán)形振蕩器 VCO 的頻率設(shè)計(jì)是延遲環(huán)節(jié)的級數(shù)
 
調(diào)節(jié)與延遲環(huán)節(jié)的延遲調(diào)節(jié)相結(jié)合的設(shè)計(jì)過程。對于延遲環(huán)節(jié)的延遲調(diào)節(jié), 充分分析電路充放電的過程是
 
很重要的。電路的延遲調(diào)節(jié)就是對影響充放電速度的關(guān)鍵電路器件的參數(shù)調(diào)節(jié)。
 
5  VCO 仿真結(jié)果
技
結(jié)合具體應(yīng)用, 作者設(shè)計(jì)了一個中心振蕩頻率約#p#分頁標(biāo)題#e#
術(shù) 622 MHz 的 VCO 用于 SDH 系統(tǒng)的時鐘恢復(fù)。該設(shè)計(jì)
 
是基于 0.18 μm CMOS 制造工藝的([1]中的電路是基
^創(chuàng) 于 0.5 μm CMOS 制造工藝的)?？紤]到制造工藝、工作
 
新 環(huán)境溫度以及電源電壓偏差的影響, 頻率調(diào)節(jié)范圍在標(biāo)準(zhǔn)條件下(標(biāo)準(zhǔn)工藝庫、27 ℃、電源電壓 1.8 V)約為
 
400 MHz~1.2 GHz。
 
VCO 整體電路由 4 級延遲環(huán)節(jié)和一個輸出波形調(diào)整、緩沖電路構(gòu)成, 如圖 4 所示。該設(shè)計(jì)在標(biāo)準(zhǔn)條件下(標(biāo)準(zhǔn)工藝庫、27 ℃、電源電壓 1.8 V)的頻率調(diào)解范
 
圍的仿真結(jié)果如圖 5 所示。

6 結(jié)論
 
本文作者創(chuàng)新點(diǎn): 在環(huán)形振蕩器 VCO 的設(shè)計(jì)過程中, 頻率設(shè)計(jì)是**基本也是**重要的一步。在[1]中的電路路基礎(chǔ)上, 本文針對 SDH 時鐘恢復(fù)系統(tǒng)的頻率設(shè)計(jì)需要, 設(shè)計(jì)了一個大頻率調(diào)節(jié)范圍 (75%) 的高頻
VCO。進(jìn)一步, 本文總結(jié)出一種更高效的環(huán)形振蕩器
 
VCO 頻率設(shè)計(jì)的分析設(shè)計(jì)思路。
 
這種基于定性分析的頻率設(shè)計(jì)思路, 建立在對電路的直觀深入的理解上, 避免了繁瑣的公式計(jì)算, 是
 
一種高效的設(shè)計(jì)方法。